通用8位MCU
基于微控制器(MCU)的嵌入式設(shè)計(jì)減少物料清單(BOM)成本和尺寸是首要的設(shè)計(jì)考慮之一。在帶有開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的8位MCU設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)這些設(shè)計(jì)目標(biāo)的途徑之一是采用高頻時(shí)鐘輸出驅(qū)動(dòng)這些開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器,而不是采用傳統(tǒng)的低頻脈寬調(diào)制(PWM)輸出。這種技術(shù)可以減少開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器中電感器容量大小,從而降低BOM成本和電路板空間需求。
背景
開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器通常在嵌入式系統(tǒng)中被用于有效提升或者降低電壓。這些轉(zhuǎn)換器使用電感器來(lái)存儲(chǔ)和傳遞能量到系統(tǒng)中的負(fù)載。電感器周期性接通以便把電能轉(zhuǎn)換進(jìn)電感器的磁場(chǎng)。當(dāng)電源被關(guān)斷時(shí),電感器的能量被傳送到負(fù)載。這些轉(zhuǎn)換器通常由PWM信號(hào)來(lái)控制接通和斷開(kāi),并且這一信號(hào)特性能夠影響轉(zhuǎn)換器的輸出特性。
例如,下面讓我們來(lái)考慮一個(gè)升壓型轉(zhuǎn)換器,它是輸出電壓高于輸入電壓的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器。
連續(xù)模式
通常,升壓轉(zhuǎn)換器運(yùn)行在“連續(xù)”模式。這意味著,轉(zhuǎn)換器中電感器存儲(chǔ)的能量在開(kāi)關(guān)周期之間并未完全釋放(比如:電感器放電流未達(dá)到零)。用于確定連續(xù)模式升壓變換器輸出電壓的公式是相當(dāng)簡(jiǎn)單的:
Vo/Vi=1/(1-D)
其中,Vo等于輸出電壓,Vi等于輸入電壓,D等于占空比。在這種情況下,輸出電壓可以通過(guò)簡(jiǎn)單的改變開(kāi)關(guān)元件的PWM占空比來(lái)調(diào)整。然而,該模式有一點(diǎn)需要注意:電感器必須足夠大,以存儲(chǔ)在其充電和放電循環(huán)中系統(tǒng)所需的能量。這意味著開(kāi)關(guān)頻率越慢,電感器充電和放電的時(shí)間越長(zhǎng),因此需要更大容量的電感器。當(dāng)然,電感器容量越大也就越昂貴,所以一般開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)傾向于更高的開(kāi)關(guān)頻率而不是更低的開(kāi)關(guān)頻率。
然而,更高開(kāi)關(guān)頻率所帶來(lái)的好處也有上限。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率增加時(shí),電路中開(kāi)關(guān)元器件(通常是MOSFET)和電感器內(nèi)的損耗也會(huì)增加,因此一旦這些損耗達(dá)到限制,那么開(kāi)關(guān)頻率也就達(dá)到了上限。
一些8位MCU,例如Silicon Labs的C8051和EFM8器件,有能力使用片內(nèi)可編程計(jì)數(shù)器陣列(PCA)模塊產(chǎn)生可變占空比的PWM輸出,這意味著它們能夠很好的驅(qū)動(dòng)運(yùn)行于連續(xù)模式下的升壓轉(zhuǎn)換器。然而,最大的PWM頻率通常低至95.7kHz(最快內(nèi)部振蕩器通常為24.5MHz,然后被256分頻后用于8位PWM),按照開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器標(biāo)準(zhǔn)來(lái)看這是相當(dāng)慢的。這也意味著,通常用于控制連續(xù)模式下開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器的8位MCU需要相對(duì)容量加大、且昂貴的電感器。
例如,我們假設(shè)下面的設(shè)計(jì)需求:
Vin = 3V Vout = 12V Iout = 20mA 開(kāi)關(guān)頻率 = 95.7kHz
為了在75%占空比下運(yùn)行開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器,我們需要147µH的電感器。
非連續(xù)模式
連續(xù)模式的替代模式是“非連續(xù)”模式,其中電感器電流在開(kāi)關(guān)循環(huán)的放電周期中被允許完全釋放。這種方法會(huì)使輸出公式復(fù)雜化:
Vo/Vi=1+((Vi.(D^2).T)/2LIo)
其中,L是電感值,Io是輸出電流,T是開(kāi)關(guān)周期(開(kāi)關(guān)頻率的倒數(shù))。正如你所看到的,該公式更復(fù)雜,同時(shí)它仍然包含占空比作為依賴(lài)項(xiàng),而且它引入了額外的依賴(lài)項(xiàng),甚至采用固定占空比時(shí),我們也能夠使用它生成預(yù)期的輸出。例如,所有的其他條件不變,如果我們成比例的降低T和電感器容量L,那么輸出特性將保持不變。這意味著我們可以使用任意的占空比,然后增加開(kāi)關(guān)頻率以減小電感器容量大小和成本。
此外,在這種模式下PCA有一有用特性:頻率輸出生成。在這種模式下,能夠產(chǎn)生50%占空比的頻率輸出,在正常條件最大能夠達(dá)到SYSCLK的一半或者12.25MHz。由于之前提及的開(kāi)關(guān)損耗的因素,開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器通常不會(huì)運(yùn)行于如此高的頻率,典型的運(yùn)行頻率范圍在100kHz至4MHz。在更合理的3.062MHz開(kāi)關(guān)頻率下(24.5MHz SYSCLK被8分頻),我們能夠重做之前的示例,這一次使用非連續(xù)模式,并且采用50%的固定占空比:
Vin = 3V Vout = 12V Iout = 20mA 開(kāi)關(guān)頻率 = 3.062MHz 占空比 = 50%
這一次,所需要的電感器大小減小到2.04uH 。在相同輸出特性條件下,這僅是連續(xù)模式下PWM示例中所需電感容量大小的1/72。
除了電感容量~2.2 µH對(duì)比~150µH之外,其他方面也具可比性:
SRN4026-151M : 150 µH, 220mA: $0.18 @1000 : 4mm x 4mm MLZ2012A2R2M : 2.2 µH, 210mA: $0.058 @1000 : 2mm x 1.25mm
正如你所看到的,這一更小容量的電感導(dǎo)致BOM成本減小了12.2美分,或減少68%。封裝面積也減小了11.5mm^2或72%。
示例電路和固件
作為概念證明,我們已經(jīng)開(kāi)發(fā)了相關(guān)的電路和固件。在前面的例子中,電路的特征是靜態(tài)。只要輸入電壓為3V,負(fù)載在12V下持續(xù)消耗20mA電流,那么MCU僅需要輸出一個(gè)3.062MHz方波給開(kāi)關(guān)電路,保持穩(wěn)定的輸出。如果負(fù)載在12V下的耗電流小于20mA,那么輸出電壓將連續(xù)增加直至達(dá)到平衡。由于沒(méi)有任何形式的反饋機(jī)制,如果負(fù)載變化,我們不能確定輸出電壓。
如圖1中的電路,電壓分壓器允許MCU去測(cè)量輸出電壓,因此形成反饋回路,這使得我們能夠在運(yùn)行時(shí)調(diào)整輸出的行為。調(diào)整輸出電壓能夠通過(guò)這樣的方式:在輸出電壓太高時(shí)禁止頻率輸出,當(dāng)輸出電壓太低時(shí)重新使能它。此外,一個(gè)仿真負(fù)載由R4和LED構(gòu)建,并被連接到電壓輸出上:
圖1:示例電路。
固件針對(duì)EFM8BB1 MCU而寫(xiě),但是只要具有PCA模塊和帶窗口比較特性的模數(shù)控制器(ADC),它可以移植到任意8位MCU上。PCA配置輸出通道0到P0.1引腳,輸出頻率3.062MHz。ADC配置在P0.3引腳,采樣率300kHz,使用定時(shí)器3溢出來(lái)觸發(fā)轉(zhuǎn)換。ADC也被配置為使用窗口比較特性,僅僅當(dāng)ADC采樣值落入預(yù)期的電壓范圍之外時(shí)才觸發(fā)中斷。所有配置完成后,整個(gè)反饋環(huán)路被包含在ADC中斷處理函數(shù)(ISR)中:
SI_INTERRUPT (ADC0WC_ISR, ADC0WC_IRQn)
{ uint16_t sample;
//清除窗口比較中斷標(biāo)志位
ADC0CN0_ADWINT = 0;
//存儲(chǔ)ADC采樣值
sample = ADC0;
if (sample > MAX_COUNTS)
{
//禁止PWM
P0MDOUT &= ~P0MDOUT_B1__BMASK;
//設(shè)置LT值,清除GT值
ADC0LT = MIN_COUNTS;
ADC0GT = 0xFFFF;
}
else if (sample < MIN_COUNTS)
{
//使能PWM
P0MDOUT |= P0MDOUT_B1__PUSH_PULL;
//設(shè)置GT值,清除LT值
ADC0LT = 0;
ADC0GT = MAX_COUNTS;
}
}
如果ADC測(cè)量值大于ADC0GT值或者小于ADC0LT值,那么中斷被觸發(fā)。如果測(cè)量值在這個(gè)范圍內(nèi),那么不會(huì)發(fā)生任何事情。一旦進(jìn)入ISR,如果測(cè)量值超過(guò)了預(yù)期的最大值,那么頻率輸出被禁止。如果它小于預(yù)期值,那么頻率輸出被重新使能。通過(guò)把端口配置為開(kāi)漏模式輸出而被有效禁止,因此引腳被電阻器R1拉低,進(jìn)而關(guān)閉MOSFET Q1。
ADC代碼中定義的MAX_COUNTS代表9.5V,MIN_COUNTS代表8.5V。這有效的限制輸出電壓在8.5-9.5V。
如圖2,示波器圖像顯示了采用該代碼的電路輸出信號(hào)。
圖2:采用文中代碼后顯示出的電路輸出信號(hào)。
通道1是輸出電壓。通道2是施加到電路BOOST引腳的頻率輸出。正如你所看到的,當(dāng)電壓低于8.5V時(shí),固件激活頻率輸出;當(dāng)電壓大于9.5V時(shí),頻率輸出被禁止。
在實(shí)踐中,使用窗口比較模式的ADC需要極少的CPU開(kāi)銷(xiāo)。在我們的測(cè)量電路中,CPU在ISR中大約僅有12 µs的活躍時(shí)間,每8.9ms兩次??偟腃PU開(kāi)銷(xiāo)大約是0.14%。減小輸出電容導(dǎo)致需要更高頻率更新,即輸出電壓需要更少時(shí)間充電到最大限值,最少時(shí)間放電到最小限值。
如圖3,它是BOOST引腳連接到MCU的電路:
圖3:BOOST引腳連接到MCU的電路。
如圖4,它是BOOST引腳斷開(kāi)時(shí)的電路:
圖4:BOOST引腳斷開(kāi)的電路。
在這種情況下,輸出電壓會(huì)下降至Vin,這時(shí)不能達(dá)到點(diǎn)亮LED所需的要求。
總結(jié)
開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器通常被用于嵌入式應(yīng)用中,去有效轉(zhuǎn)換電壓到其他值。這些開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器經(jīng)常通過(guò)帶有可變占空比的PWM信號(hào)去控制轉(zhuǎn)換器的輸出特性。然而,對(duì)于大多數(shù)MCU來(lái)說(shuō),生成可變占空比PWM信號(hào)的能力被限制在相對(duì)的低頻率,因此需要使用更大的電感器。作為替代,高頻、固定占空比的時(shí)鐘頻率輸出能夠顯著降低電感器容量大小,減少BOM成本和電路板空間需求。
文章來(lái)源于電子技術(shù)設(shè)計(jì)。
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