目前，許多工業(yè)系統(tǒng)采用電池供電的傳感器和轉(zhuǎn)發(fā)器，從而省去了鋪設(shè)電纜的昂貴花費，并可降低整體系統(tǒng)的功耗。這些工業(yè)系統(tǒng)通常都具有工作模式和待機模式。工作模式下，傳感器將數(shù)據(jù)傳送到轉(zhuǎn)發(fā)器(一種無線調(diào)制解調(diào)器)，由轉(zhuǎn)發(fā)器將數(shù)據(jù)發(fā)送給主機。待機模式下，轉(zhuǎn)發(fā)器和傳感器將在一段固定時間或可變時間段內(nèi)處于休眠模式。這種反復(fù)的啟動 - 停止操作被稱為非連續(xù)工作模式，有助于延長設(shè)備的電池使用壽命。

 

對于類似于澆水系統(tǒng)的應(yīng)用，使用 GSM 無線模塊傳輸傳感器數(shù)據(jù)，如果需要頻繁更換 GSM 無線模塊的供電電池，例如，幾個星期甚至幾天更換一次，系統(tǒng)的維護(hù)成本將非常高。由于這類系統(tǒng)在大多數(shù)時間處于待機或休眠模式，降低空閑狀態(tài)下的功耗對于延長電池的使用壽命非常重要。因此，空載下的電流損耗成為這類系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵，出于安全考慮，電氣隔離對于此類設(shè)計也非常重要。

 

考慮到上述因素，設(shè)計人員必須重視 DC-DC 轉(zhuǎn)換器設(shè)計，確?？蛰d條件下消耗盡可能低的電流。任何 DC-DC 轉(zhuǎn)換器，即使在待機模式下，也會消耗較大電流。例如，一款商用化的電源模塊(RECOM® R-78A3.3-1OR)，空載模式下的電流損耗達(dá)到 7mA。當(dāng)然，慎重選擇電源拓?fù)?，通過認(rèn)真仔細(xì)的設(shè)計，能夠使隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器模塊的空載電流保持在 1mA 以內(nèi)。

 

30 倍電流損耗對減少電池更換次數(shù)的影響非常顯著。例如，即使系統(tǒng)電池為可充電電池，較大的電源電流損耗也會導(dǎo)致額外的充電次數(shù)，而頻繁充電將使電池過早報廢，最終被送到廢物處理廠。同樣，如果設(shè)備采用一次性電池，較大的待機電流也會導(dǎo)致電池快速放電，使其過早進(jìn)入廢物處理廠。

 

通過幾種途徑可以應(yīng)對這一設(shè)計挑戰(zhàn)，本文著重討論了脈沖頻率調(diào)制(PFM)架構(gòu)的解決方案，能夠使設(shè)備在工作和待機狀態(tài)下的功耗比達(dá)到 1700:1。

 

系統(tǒng)特征

功耗與時間之間的典型特征類似于圖 1。圖中，負(fù)載電流在工作或充電期間達(dá)到峰值，設(shè)備處于空閑狀態(tài)時負(fù)載電流則降至較低水平。為了減少電池放電，延長電池壽命和待機時間，必須將空閑電流 IZ 降至最小。所以，沒有連接負(fù)載時，隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器應(yīng)具有超低電流，并在輸入和輸出之間具有較高的隔離度。理想情況下，轉(zhuǎn)換器還應(yīng)具有高轉(zhuǎn)換效率且占用極小的空間。

另一方法是采用具有脈沖頻率調(diào)制(PFM)控制器的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器¹。PFM 控制器采用兩個單穩(wěn)態(tài)電路，只有當(dāng)負(fù)載從 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的輸出消耗電流時才工作。PFM 基于兩個開關(guān)時間(最大導(dǎo)通時間和最小關(guān)閉時間)和兩個控制環(huán)路(穩(wěn)壓環(huán)路和最大峰值電流、關(guān)閉時間環(huán)路)。

 

PFM 的特點是控制脈沖的頻率可變?？刂破髦械膬蓚€單穩(wěn)態(tài)電路確定了 TON (最大導(dǎo)通時間)和 TOFF (最小關(guān)閉時間)。TON 單穩(wěn)態(tài)電路觸發(fā)第二個單穩(wěn)態(tài)電路 TOFF。只要電壓環(huán)路的比較器檢測到 VOUT 跌落到穩(wěn)壓范圍以下，將觸發(fā) TON 單穩(wěn)態(tài)電路。導(dǎo)通脈沖的最大值固定，如果峰值電流環(huán)路檢測到超出電感電流門限的數(shù)值，則可縮短該脈沖時間。

 

PFM 控制器的靜態(tài)電流損耗受限于基準(zhǔn)偏置電壓和誤差比較器的電流(幾十µA)。相比之下，PWM 控制器的內(nèi)部振蕩器則必須連續(xù)工作，電流損耗達(dá)到幾個毫安。本文介紹的方案在采用 PFM 控制器拓?fù)鋾r，12V 電源供電下的電流損耗小于 1mA。

 

現(xiàn)場應(yīng)用系統(tǒng)，例如：澆水系統(tǒng)，往往用于惡劣環(huán)境，所以這些系統(tǒng)的 DC-DC 轉(zhuǎn)換器要求電氣隔離。變壓器可提供隔離，但須保證在不影響隔離的情況下，將電壓基準(zhǔn)從副邊反饋至原邊。解決這一問題的常見方法是采用輔助繞組或光電耦合器。

 

電源拓?fù)鋵儆诮祲航Y(jié)構(gòu)。本例中所使用電池組的標(biāo)稱電壓為 12V，而系統(tǒng)內(nèi)部電路的工作電壓為 3.6V 標(biāo)稱電壓。圖 2 所示為 DC-DC 開關(guān)電源的示意圖，表 2 列出了材料清單和相應(yīng)的元件值?？刂骗h(huán)路調(diào)節(jié)電壓時，光電耦合器需要一個恒定電流流過變壓器原邊的 LED。電流下限由光電耦合器在低端偏置電流的 CTR (10mA 時為 63%，1mA 時為 22%)和響應(yīng)時間的減小(20mA 時為 2µs，5mA 時為 6.6µs)決定。

 

 

圖 2. 隔離型 PFM 反激 DC-DC 轉(zhuǎn)換器原理圖

 

表 2. PFM 反激型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的材料清單

 

 

 

輸出分壓器(由電阻 R5 和 R11 組成)的電流損耗固定為 7µA。因此，基準(zhǔn)輸入所需要的 0.5µA 電流以及溫漂不會明顯影響輸出電壓。此外，較低的輸入電容使得分壓器輸出端測得的電壓不會受相關(guān)延遲的影響。后一因素不再需要利用電容分壓器來降低精密基準(zhǔn)的輸入電容。光電耦合器中，光電晶體管吸收 60µA (|IFB| < 60nA)的電流，該電流轉(zhuǎn)換成小于 230µA (CTR ~26%)的 LED 電流。

 

完全控制

構(gòu)建 PFM 控制器時，可采用 MAX1771 BiCMOS 升壓型開關(guān)電源控制器(U1)提供所需的時序。MAX1771 相對于之前的跳脈沖方案具有很大改善：開關(guān)頻率達(dá) 300kHz，減小了所需電感的尺寸；限流型 PFM 控制方式在很寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)保證高達(dá) 90%的效率；最大電源電流僅為 110µA。除了這些優(yōu)勢外，MAX1771 在非隔離應(yīng)用中的主要優(yōu)勢有：在 30mA 至 2A 的負(fù)載電流范圍內(nèi)，效率可達(dá) 90%；最大輸出功率為 24W；輸入電壓范圍為 2V 至 16.5V。

 

電壓控制環(huán)路的電阻應(yīng)盡可能選擇最大值。這一方案可平衡電流損耗和環(huán)路穩(wěn)定性指標(biāo)，所以，通過分壓電阻的電流應(yīng)小于 7µA。由于濾波電容并非理想電容，該電流應(yīng)該包括電容的漏電流。該設(shè)計中，C5 和 C8 濾波電容的漏電流小于 20µA。如果要求更低的漏電流，可以將這些電容換成具有以下規(guī)格的陶瓷電容：100µF、6.3V、X5R，尺寸為 1206 (Kemet C1206C107M9PAC)。使用陶瓷電容可將電容漏電流降至幾個微安以內(nèi)。值得注意的是，陶瓷電容的價格是鉭電容的 3 倍，因此提高了系統(tǒng)的成本。

 

圖 3 所示 PFM DC-DC 轉(zhuǎn)換器的原型電路僅消耗 0.24mA 的靜態(tài)電流。電路板尺寸小于 50mm x 30mm，輸入電壓范圍為 10V 至 15V (標(biāo)稱值為 12V)時，可提供 3.6W 的輸出功率，工作于 300kHz 開關(guān)頻率。提供穩(wěn)定的 3.6V 輸出電壓時，該轉(zhuǎn)換器可支持最大 1A 的連續(xù)負(fù)載電流。該轉(zhuǎn)換器采用反激結(jié)構(gòu)(降壓)，帶有電壓和電流反饋控制，實現(xiàn)了轉(zhuǎn)換器輸出與輸入之間的電氣隔離。

 

 

圖 3. 適合無線應(yīng)用的 DC-DC PFM 轉(zhuǎn)換器原型電路，頂視圖。

 

該原型電路適合各種非連續(xù)數(shù)據(jù)傳輸?shù)臒o線應(yīng)用。模塊的峰值電流達(dá)到 3A，最大平均電流為 1A。為降低電流峰值并避免影響無線通信時的性能，采用了參考文獻(xiàn) 2 和 3 中介紹的技術(shù)。此外，原則上建議設(shè)計人員采用具有低等效串聯(lián)電阻的大電容。

 

評估設(shè)計性能

為驗證電源性能，我們測量了以下參數(shù)：輸入電壓 VIN、輸入電流 IIN、標(biāo)稱輸出電壓 VOUT、負(fù)載電流損耗 IOUT 和電源效率。表 3 和表 4 所示為測量結(jié)果，包括共模輸入濾波器的損耗和保護(hù)電路的損耗。另外，值得注意的是，電源在低功率下的效率低于較重負(fù)載下的效率。負(fù)載較重時，電源通常采用同步整流，這有助于降低設(shè)備的工作損耗。

 

表 3. 空載狀態(tài)下，不同輸入電壓時的電流損耗

 

 

 

采用 PFM 控制方案的電源電流損耗已經(jīng)降至 0.24mA。然而，由于所選元件值的原因，控制環(huán)路可能會在某些特定負(fù)載條件下發(fā)生振蕩。為防止自激，設(shè)計人員必須考慮生產(chǎn)環(huán)境下元件的各種容差。所以，必須仔細(xì)選擇環(huán)路電阻和電容值。

 

表 4 提供了電源在不同負(fù)載條件下的輸入和輸出參數(shù)，標(biāo)稱條件及標(biāo)稱負(fù)載范圍內(nèi)可以獲得最佳效率。

 

表 4. 標(biāo)稱電壓下，不同負(fù)載時的效率

 

 

 

以 3.6V 輸出為參考，無線設(shè)備在待機模式下的電流損耗小于 140µA，與電源空載條件下 0.24mA 的輸入電流損耗相比，這一電流可忽略不計，所以 DC-DC 轉(zhuǎn)換器的空載效率用零表示(圖 4)。

 

 

圖 4. 電源在標(biāo)稱輸入電壓(12V)、不同負(fù)載條件下的效率

 

圖 5a. 空載時的輸出電壓和控制電壓(10ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5b. 0.1A 負(fù)載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5c. 0.5A 負(fù)載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

圖 5a、圖 5b、圖 5c 和圖 5d 中所示波形為不同負(fù)載條件下的輸出電壓和控制電壓。隨著負(fù)載增大，開關(guān)器件的柵極控制脈沖頻率提高。轉(zhuǎn)換器的原型電路測試給出了空載、100mA、500mA 和 1A 電流負(fù)載下的信號。示波器測試結(jié)果形象說明了 PFM 控制電路的工作。弱信號在示波器上放大了 5 倍，以便更加清晰。X 軸表示時間，Y 軸表示電壓。

 

 

圖 5d. 1A 負(fù)載時的輸出電壓和控制電壓(20ms/div，CH1：1V/div，CH2：5V/div)

 

總結(jié)

根據(jù)初步的行業(yè)調(diào)查，空載條件下具有低功耗的商用化隔離型 DC-DC 轉(zhuǎn)換器通常具有大約 20mA 的最小電流損耗。因此，如果設(shè)計人員采用 PFM 方案，可以輕松實現(xiàn)低 IQ、低電流損耗的隔離電源。本文所介紹的電源在空載條件下電流損耗只有 0.24mA。

 

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