【導讀】在過去至少20年間，MOSFET已經被選擇為很多開關模式電源設計的開關器件。由于它們較高的開關速度和更加簡便的驅動特性，MOSFET已經取代了很多應用與功率級中的雙極性結型晶體管 (BJT)。然而，對于基于反激式的低功率AC/DC充電器等應用，相對MOSFET，BJT具有某些明顯的優(yōu)勢。
由于它們不同的器件結構，高壓BJT的制造成本要低于高壓MOSFET。正因如此，額定電壓在1kV或者以上的BJT的價格要低于通用輸入離線反激式轉換器中常見的600V或650V MOSFET。
優(yōu)勢是顯而易見的。由于BJT具有較高的電壓額定值，泄露尖峰會高出幾百伏特，不過仍然處于所要求的開關降額設計范圍內。根據尖峰的幅度不同，常常有可能在不使開關過壓的情況下完全移除緩沖器。
移除緩沖器
優(yōu)點：
● 減少了物料清單 (BOM) 上的組件數量，從而實現一個更小、成本有效性更高的解決方案。更為重要的一點是，你可以移除緩沖器二極管，而這通常是一個600V的部件。
● 減少連接至高壓開關節(jié)點的組件數量，從而減小這個節(jié)點的面積。由于較高的瞬時電壓變化率 (dv/dt) 和較大的電壓擺幅，這個節(jié)點中任何的寄生電容都會產生很明顯的有害電流。這些電流會產生噪聲信號，進而干擾到控制器或者是電路板上的其它器件，或者是來自電源的電磁干擾，因此需要濾波以滿足協調放射標準。
● 通過節(jié)省由緩沖器電阻器上的穩(wěn)定狀態(tài)電壓所導致的功率耗散 (= Vreflected/Rsnubber2 )， 可以提高效率。
高輸入電壓
另外一個可以利用BJT高壓額定值的應用就是帶有高壓或三相輸入的應用。一個標準的230V三相輸入將有一個大約565Vdc的峰值線路至線路電壓。這個峰值電壓往往是連接在一個單相位之間的設備的額定值要求，在故障情況下，這個負載的一個相位會使中性點電壓被拉至其中一個線路電壓。雖然很多設計人員用大型、昂貴且具有較高RDSON 的MOSFET來實現這個條件下的開關額定值，或者通過將兩個電壓較低的MOSFET級聯在一起去實現所需額定值，但使用單個高壓BJT可以同時減少系統尺寸，減少系統成本。
設計注意事項-EMI。
不使用緩沖器的設計人員也許會擔心未經緩沖的電壓振鈴將增加元件的傳導性放射，并因此需要額外的濾波。
圖1和4顯示的是在緩沖器安裝和移除后，同一元件傳導性放射間的差異。這些波形顯示了兩種情況下泄露電感尖峰間的差異。
如你所見，移除緩沖器不會在泄露電感振鈴頻率上（大約15MHz）測量到任何的傳導性放射差異。
圖1：230VAC – 6.5W負載下，未安裝緩沖器時的傳導性放射曲線圖
圖2：按照圖3中的波形，230VAC – 6.5W負載下，安裝了緩沖器時的傳導性放射曲線圖
設計注意事項—驅動電路。
基極驅動電流、晶體管的電流增益和反激式變壓器的磁性電感組合在一起決定了BJT反激式電路能夠提供的峰值功率。這些參數必須能夠支持工作頻率下，傳送所需輸出功率所要求的初級峰值電流。
對于一個斷續(xù)模式反激式電路的POUT為：
在這里
一個被用作開關的BJT必須在間隔時間內被驅動為飽和狀態(tài)，以最大限度地減少接通狀態(tài)傳導損耗。換句話說，為了生成集電極電流，你必須為BJT提供更多的基極電流，這將才能使集電極電流在初級電感內流動：
當基極電壓低于Vth時，會使基極中過多的載流子重新組合，延遲了FET的關閉。非常有必要盡可能減小這個關閉延遲的占空比，基于這個原因，BJT上的開關頻率受到限制，通常為60kHz左右。
理想情況下，提供的基極電流使器件剛剛通過飽和區(qū)域，并在接通時間結束時到達激活區(qū)域，從而減少了關閉時的載流子數量，并減少了關閉延遲。
圖5：器件區(qū)域與Ic、Ib和Vce之間的關系
BJT所需要的驅動越來越復雜是MOSFET在很多應用中取而代之的一個原因。諸如TI UCC28720和UCC28722等器件已經通過根據負載動態(tài)調節(jié)驅動電流解決了這個問題。在更低的負載水平上，減少的基極電流確保了基極區(qū)域在關閉時不會有大量的剩余電荷。
這些器件在驅動引腳上還特有一個1W拉電阻，以便在關閉期間使基極-發(fā)射極結短接，這樣的話，BJT可以保持額定集電極到發(fā)射極 (VCES) 電壓。為了保持VCES 額定值，需要在關閉期間用一個低阻抗連接將基極節(jié)點與接地短接，并且需要確保在集電極電壓上升到高于Vceo 之前，集電極電流已經停止傳送，以避免二次擊穿。
UCC28720和UCC28722為系統設計人員簡化了驅動，并且實現了針對低功率反激式電路的功率BJT插槽式解決方案，從而減少了組件數量，并降低了系統成本。
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